第三节　通用交流输入、多路输出反激式开关电源设计

这种开关电源可以用于AC85-240V输入的电子产品中。这种特殊的开关电源可以提供25~150W的输出功率,可以用在办公室小型分组交换机(PBX)等产品中。

一、技术指标

输入电压范围:AC90~240V,50/60Hz

输出:　　DC+5V,额定电流1A,最小电流750mA

　　　　　DC+12V,额定电流1A,最上电流100mA

　　　　　DC-12V,额定电流1A,最小电流100mA

　　　　　DC+24V,额定电流1.5A,最小电流0.25A

输出电压纹波:　+5V,±12V:最大100mV(峰值)

　　　　　　　　+24V:最大250mV(峰值)

输出精度: 　　　+5V,±12V:最大±5%

　　　　　　　+24V:最大±10%

系统保护和其他一些特性:

低电压输入限制:该电源产品允许最佳输入电压为AC85(1±5%)V。

微处理器掉电信号:该电源系统在+5V输出,端电压低于4.6(1±5%)V时,提供一个集电极输出开路的信号。

二、常用技术参数与元件参数的计算

1.“电流参数”预先估算

① 总的输出功率:P_o=5×1+2×12×1+24×1.5=65W

② 估算输入功率:P_in=P_o/η=65/0.8=81.25W(式中,η为效率)

③ 直流输入电压:

由AC110V输入时:V_in(L)=AC90V×1.414=DC127V
　　　　　　　　　　V_in(H)=AC130V×1.414=DC184V

从AC220V输入:V_in(L)=AC185V×1.414=DC262V
　　　　　　　　　V_in(H)=AC240V×1.414=DC340V

④ 平均输入电流:

I_in(max)=P_in/V_in(min)

最大平均电流　　　　I_in=81.25/DC127

=DC0.64A

I_in(max)=P_in/V_in(max)

最小平均电流I_in=81.25/DC340

=DC0.24A

⑤ 估算峰值电流:

I_pk=5.5P_out/V_in(min)

=5.5×65/127=2.81A

⑥ 散热　基于MOSFET的反激式变换器的经验方法:损耗的35%是由MOSFET产生,60%是由整流部分产生。

估计的损耗为16.25W(效率为80%时)。

MOSFET:　　　　　P_D=16.25×0.35=5.7W

整流部分

P_D(+5V)=(5/65)×16.25×0.6=0.75W

P_D(±12V)=(12/65)×16.25×0.6=1.8W

P_D(+24V)=(24/65)×16.25×0.6=5.4W

2.设计前的一些考虑

电路拓扑要用隔离型、多输出的反激式变换器,以满足UL、CSA和VDE的安全规程。这些方面的考虑将影响到最后的封装、变压器以及电压反馈的设计。

控制器IC选用的电流型控制的UC3843,工作频率为50kHz。

3.设计变压器(参考前面章节)

在这种场合下,用得最普遍的是E-E型磁芯。对于这种功率等级,用每边约为1.1in(28mm)的磁芯就足够了。这里选用Magnetics公司的“F”磁芯材料(3C8铁氧体软磁材料)。

所选的磁芯(Magnetics公司)型号为F-43515-EC磁芯;PC-B3515-L1骨架。

① 一次电感最小值为

L_pri===452μH

② 为防止磁饱和所要加的气隙为

l_gap===0.044cm=17mil

最接近这个气隙的磁芯是Al为100mH/1000匝,气隙为67mil的磁芯。最后选择的型号是:有气隙的型号为F-43515-EC-02;没有气隙的型号为F-43515-EC-00。

③ 一次绕组所需的最大匝数为

N_pri=1000=1000×=67.2匝(取67匝)

④ +5V输出绕组所需匝数为

N_sec=

==2.9匝(取3匝)

⑤ 其余绕组所需匝数为

N_sec2=

±12V:

N_12V==7.03匝(取7匝)

+24V:

N_24V==13.6匝(取7匝)

绕组匝数确定后,再回头检查相应输出端的电压误差:

±12V:11.93V,满足要求

+24V:24.76V,满足要求

⑥ 变压器绕线技术　由于变压器必须满足安全规程要求,这里用交错绕组的方法来绕制,为了满足VDE标准,一次侧和二次侧之间用了三层聚酯薄膜带,骨架边缘留了2mm的爬电距离,相应绕组的导线线规如下:

一次绕组:#24AWG,单股

+5V:#24AWG,4股

+12V:#20AWG,2股

-12V:#22AWG,2股

+24V:#22AWG,2股

辅助绕组:#26AWG,单股

4.设计输出滤波部分

输出整流器。+5V输出:

V_R>V_out+V_in(max)=5+(3/67)×340>20V

IFWD:I_F>I_av>1A,选择P/N MBR340肖特基整流二极管。

±12V:设计方法与上面相同,选择MBR370。

+24V:选择MUR420。

确定输出滤波器电容的最小值。

+5V输出:

C_out(min)=

=1.5×18/100

270μF

选用两个10V、150μF电容。

±12V输出:

C_out=180μF

选用两个20V、100μF电容。

+24V输出:

C_out=180μF

选用三个35V、47μF电容。

5.设计控制器驱动部分

① 选择功率半导体器件　功率开关管(功率MOSFET)要求:

V_DSS≥V_flbk=V_in(max)+(V_out+V_d)

=340+(67/3)×(5+0.5)>462V

ID:约等于I_pk,即大于3A。

选用IFR740。

选择开关电源控制器IC。在这个例子中,影响电源控制器IC选择的主要因素是:需要有MOSFET驱动(图腾柱驱动),单极性输出,能把占空比限制在50%内,电流型控制。工业上通常选择UC3845B。

② 设计电压反馈环　电压反馈环要与输入电压和控制器IC隔离,可以用光隔离器进行隔离。为了减小光隔离器漂移的影响,二次侧要用到一个误差放大器,这个误差放大器可以用TL431CP。图3-5给出了反馈电路的拓扑。

图3-5　电压反馈电路

为了改善输出交叉调整性能,可以对每个正极性输出端都进行检测,这样可以有效地提高每个输出端在负载变化时的响应特性。

这部分的设计从控制IC开始,设计时把UC3845内部的误差放大器旁路掉,这就意味着光隔离器要能驱动原来由这个误差放大器所驱动的同样的电路。由于误差放大器有一个1.0mA的电源,为了使电路工作,TL431要从光隔离器的LED上抽取1.0mA,所有的控制电流都叠加在这个电流上。假定检测的值是1mA/V,这样R₁的值为

R₁==1.0kΩ

R₂(光隔离器LED的偏置电阻)为

R₂==183Ω(取180Ω)

检测电流大约取为1.0mA,这样R₃为

R₃==2.5kΩ(取2.7kΩ)

实际检测电流为

I_sense==0.926mA

现在每设计每个正极性输出端占反馈量的比例,以满足应用要求。+5V是给微处理器和HCMOS逻辑电路供电,其误差要严格控制在0.25V以内。而±12V是给运算放大器和RS232驱动供电的,这部分电路对电源的变化相对来说不敏感。+24V输出端只要误差在±2V以内都可以接受,所以各部分检测电流占反馈量的比例如下:+5V占70%;+12V占20%;+24V占10%。

+5V的检测电阻R₄为

R₄==3856Ω(取3.9kΩ)

R₅(+12V)

R₅==51295Ω(取51kΩ)

R₆(+24V)

R₆==232kΩ(取240kΩ)

补偿器的元件参数在稍后进行设计。

③ 电流检测电阻　接在功率MOSFET源极上的电流检测电阻大概为

R_ec===0.249Ω

在测试阶段,如果发现在最小输入电压下,电源无法提供满载功率,就需要减小该电阻值。

设计反馈补偿器:所有电流型开关电源的输出滤波特性都是单极点的, 在控制到输出特性中,+5V输出端的最低滤波极点频率为

f_fp==79.6Hz

由于+5V占检测量的比例最大,但它的功率只占到输出功率65W中的5W,所以还要计算输出功率最大的输出端滤波器极点,并根据这个极点来设计补偿器。由于该滤波器极点频率比较低,也使补偿器的零点频率偏低,这样只能提高闭环的相位,但不利于系统的稳定。

f_fp(24)==11.8Hz

系统的直流增益为

A_DC(max)==14.77

该增益用分贝表示为

G_DC(max)=20lg14.7=23.4dB

假设由输出滤波电容的ESR引起的零点位置大致在20kHz处。

现在要安排误差补偿器的极点和零点的位置。在轻载时,输出滤波器的极点可以用一个零点进行补偿。

f_ez=f_{fp(hight load)}

f_ep=f_z(ESR)

闭环系统的带宽要等于或小于10kHz。为了达到这个带宽,补偿器所要增加的增益为

G_xo=20lg-23.4=36.6dB

即绝对增益为63。

接下来是确定补偿器元件的参数。

C₁==32pF

R₂=3.9×63=240kΩ

C₂==0.056uF

6.设计输入EMI滤波部分

在这个例子中,EMI滤波器选用二阶共模滤波器。EMI滤波器的主要作用是滤除开关噪声和由输入电流线引入的谐波。滤波器的设计是从估计开关频率处所需的衰减量开始的。

假设在50kHz处所要达到的衰减量为24dB,这要求共模滤波器的转折频率为

f_c=f_sw1

式中,A_tt是开关频率处所需衰减量的负dB值。

f_c=50×1=12.5kHz

阻尼因数不应小于0.707,这样可以保证在转折频率处有-3dB的衰减量,不会因振荡而产生噪声。另外,由于它全规程中是用电源阻抗模拟网络(LISN)进行测试的,所用的输入阻抗为50Ω,所以这里假设输入的阻抗也为该值。下面来计算滤波器的共模电感和“Y”联结的电容值:

L===900μH

C===0.18μF

在实际中,电容值并不允许取得这么大,能通过交流漏电流测试的最大电容值是0.05μF,这个值只有计算值的27%。所以,电感值要增大360%,以维持转折频率不变。因而电感值要取3.24mH,阻尼系数也相应变成了2.5,不过这个值还是可以接受的。

共模滤波电感(变压器)在市场上有现货可以买到,最接近的型号是E3493。通过这个滤波器的设计,使500kHz~10MHz的谐波至少有-40dB的衰减量。如果在EMI测试阶段中发现还要加滤波器时,可以再加一个三阶的差模滤波器。

最终的幅频和相频特性见图3-6,电路图见图3-7。

图3-6　幅频和相频特性

图3-7　65W离线反激式变换器