第三章　开关电源设计典型电路及设计实例

第一节　降压开关电源

一、技术指标

在一些线性电源产生的热量对电路来说无法忍受的场合,开关电源就可以作为板载电源使用。前置粗调节器的输出在10~18V之间变化,板载电源的输出电压为+3.3V。

在这个设计例子中,特意不用高度集成的Buck控制IC,这是为了更好的演示开关电源器件的选择和设计过程,见图3-1。

图3-1　10W降压开关电源的幅频和相频博德图

主要技术指标为:

输入电压范围:DC+10~(+14)V

输出电压:DC+5V

最大输出电流:2A

输出电压纹波峰峰值:+30mV

输出精度:+1%

二、常用技术参数与元件参数的计算

1.“电流”预先估计

输出功率:+5.0×2=10.0W(max)

输入功率:P_out/η_Est=10.0/0.80=12.5W

功率开关损耗:(12.5-10)×0.4=1.0W

续流二极管损耗:(12.5-10)×0.6=1.5W

2.输入平均电流

低电压输入时:12.5/10=1.25A

高电压输入时:12.5/14=0.9A

估计峰值电流:1.4I_out(rated)=1.4×2.0=2.8A

要求的工作频率:100kHz。

3.电感设计

最差工作条件是发生在高输入电压的情况。

L_min=

==82.6μH

式中,V_in(max)为输入电压最大值; V_out为输出电压;I_out(min)为最小负载电流;ƒ_sw为工作频率。

电感采用在J型引线塑料安装板上安装的表面安装环形电感。从很多厂商那里都可以得到标准表面安装的电感,在这里选用Coilcraft公司的器件,型号为DO3340P-104。

4.选择功率开关和续流二极管

功率开关:功率开关选用P沟道的功率MOSFET。最大输入电压是DC18V,因而V_DSS额定值要大于30V。峰值电流为2.8A,同时为了使损耗小于1W,所以可以估算R_DS应小于:

R_DS(on-max)=P_D(est)/

=1/(2.8)²=0.127Ω

这里选用的是常用的SO8封装,导通电阻为0.045Ω的FDS9435型P沟MOSFET。

5.续流二极管

为了减小导通损耗和开关损耗,续流二极管要选用肖特基二极管,这种二极管在3A峰值,它的导通电压是可以接受的。MBRD330在流过3A电流时的压降为0.45V(+25℃)。

6.输出电容

输出电容值由下式决定:

C_out(min)=

==429μF

对输出和输入滤波电容主要关心的是流过这些电容的纹波电流。在这种情况下,纹波电流与电感上电流的交流分量是相同的。电感电流的最大值是2.8A,纹波电流的峰值约为1.8A,纹波电流的有效值约为0.6A(大约为峰值的1/3)。

这里选用的是表面安装的钽电容,这种电容的ESR只有电解电容的50%。在周围环境温度为+85℃时,建议将电容的容量降额30%。最好是选用AVX公司生产的电容,AVX公司的电容的ESR很小,这样就允许流过比较大的纹波电流。这些电容比较特殊,并不常用。下面的任何一种电容都可以满足输出要求。

AVX公司:

TPSE477M010R0050　　470μF(20%),　　　　10V,50mΩ,1.625A(有效值)

TPSE447M010R0100 　　470μF(20%), 　　　　10V,100mΩ,1.149A(有效值)

Nichicon:

F751A477MD 　　　　　470μF(20%), 　　　　10V,120mΩ,0.92A(有效值)

同时满足这种容量、额定电压和ESR小的表面安装电容很少。比较可行的办法是把容量不小于设计值一半的两个电容并联起来,这样可选择的电容较多,ESR也比较小,在这种情况下,可以选用两个330μF、10V的钽电容并联。下面列出的就是可选用的电容:

KEMET公司:

T510X337M010AS 　　　330μF(20%), 　　　　10V,35mΩ,2.0A(有效值)

Nichicon公司:

F751A337MD 　　　　　330μF(20%), 　　　　10V,150mΩ,0.8A(有效值)

7.输入滤波电容

输入滤波电容的电流与功率开关的电流波形一样,这些电流波形是梯形的,它从1A的初始值上升到2.8A。输入滤波电容的工作条件比输出滤波电容要恶劣得多。估计梯形的电流的有效值时,可以把电流波形看成是由一个峰值为1A的矩形波和峰值为1.8A的三角波叠加组成。这样估计得到的电流有效值大约是1.1A,电容值可以从下式算出:

C_in==

=125μF

电容的额定电压越高,它的容量就越小,这样可以用两个68uF的电容并联。可选用的电容如下:

AVX:(每个电源需要2个)

TPS686M016R0150　　68μF(20%),　　　　16V,150mΩ,0.894A(有效值)

AVX:(每个电源需要3个)

TAJ476M016 　　　　　47μF(20%), 　　　　16V,900mΩ,0.27Ω(有效值)

Nichicon:(每个电容需要3个)

F721C476MR 　　　　47μF(20%), 　　　　　16V,750mΩ,0.19Ω(有效值)

8.选择控制器IC

Buck控制器IC所要考虑的性能如下:

① 可以直接从输入电压供电工作。

② 逐周过电流限制。

③ MOSFET驱动能力。

市场上有许多Buck控制芯片,在这里选用的是UC3873。这款芯片的内部电压误差放大器的参考电压为1.5(1±2%)V。

9.设置工作频率(C_t)

参考数据手册,开关频率是按下面公式设置:

C_t=1/(15×f_sw)=1/(15×100)

=666pF(取最接近的值为680pF)

10.电流检测电阻(R₁)

这种IC的保护方式是逐周电流检测,当电流信号超过0.47V的阈值时,就立刻关断功率开关。

在设计时,在最大的电流峰值与保护的电流阈值之间留了25%的裕度(保护值为1.25×2.8A=3.5A)。

R₁=0.47/3.5=0.134Ω

最接近的电阻值为0.1Ω。

电压检测电阻分压网络(R₃和R₄)

R₄(下端的电阻):

R₄=1.5/1=1.49kΩ(1%)

这样检测的电流为1.006mA。

R₃(上端电阻):

R₃=(5.0-1.5)/1.006=3.48kΩ(1%)

11.电压反馈环补偿

这个例子是电压型正激式变换器,为了得到最好的暂态响应,选用2个极点、2个零点的补偿器。

12.确定控制到输出特性

输出滤波器的极点是由滤波电感和电容决定的,超过转折频率后,以-40dB/dec下降。滤波器的转折频率为:

f_fp=

==619Hz

由输出滤波ESR引起的零点为(两个ESR为120mΩ的电容并联):

f_zest===4020Hz

电路的直流增益绝对值为

A_DC≈V_in/ΔV_enor=14/3.0=4.66

G_DC=20lg(A_DC)=13.4dB

13.设置补偿器极点和零点的位置

闭环幅频特性的穿越频率不能高于20%的开关频率(20kHz)。笔者在设计时发现,穿越频率在10~15kHz之间,电路性能可以满足多数应用要求。暂态响应时间为200μs。

f_xo=15kHz

首先假设补偿后的系统回路增益是以-20dB/dec的斜率下降。为了得到15kHz的穿越频率,放大器要增大输入信号的增益,使博德图上的曲线上移。

G_xo=20lg(f_xo/f_fp)-G_DC=20lg(15/619)-13.4=G₂=+14.3dB

A_xo=A₂=5.2(绝对值)

这就是为了得到所要的穿越频率而需要的中频带的增益(G₂)。

在第一个补偿零点处的增益为

G₁=G₂+20lg(f_ez2/f_epl)=+14.3+20lg(310/4020)=-8dB

A₁=-0.4(绝对值)

为了补偿滤波器两个极点,在滤波极点的一半处设置两个零点:

f_ez1=f_ez2=310Hz

第一个补偿极点设置在电容的ESR频率(4020Hz)。

f_ez1=4020Hz

第二个补偿极点通过对高于穿越频率的增益衰减来维持高频的稳定性:

f_ep2=1.5f_xo=22.5kHz

这样就可以计算误差放大器的补偿参数:

G₇==

=586pF(取560pF)

R₂=A₁R₁=0.4×3.48=1.39kΩ(取1.5kΩ)

C₆==

=2.9μF(取2.2μF)

R₅=R₂/A₂=1.5/0.4=3.75kΩ(取3.9kΩ)

C₁₀==

=1814pF(1800取pF)

14.实际电路原理图绘制(图3-2)

图3-2　10W Buck(降压)电路